DESARROLLO DE DISPOSITIVO PARA MEDICIÓN DE TEMPERATURA

CON AMPLIFICADORES OPERACIONALES

Se desarrolla un sistema de medición de temperatura basado en un sensor tipo termopar, el cual consta de las siguientes etapas:

Acondicionador de la señal

Referencia o compensación (Cold Junction)

Microprocesador

Etapa de visualización (Display)

En la figura siguiente se muestra un diagrama de bloques que representa todas las etapas del sistema desarrollado.

CIRCUITO ACONDICIONADOR

La etapa de acondicionamiento de señal, se realizo con en circuito amplificador operacional de instrumentación LTC2053, como se muestra en la figura

La ecuación de salida se obtiene del manual de fabricante del LTC2053, tenemos que la ganancia del mismo es determinada por la ecuación.

(1)

Agregando el termopar al circuito acondicionador se tiene,

Para determinar la relación entre la variación de tensión del termopar y la salida del circuito acondicionador y sustituyen el modelo equivalente del termopar, obteniendo

La ecuación de salida del circuito quedaría representada por,

(2)

El valor de la tensión suministrada por la termopar (ET - ETa) viene dada por,

(3)

donde, T(°C): temperatura en °C

S(°C/V): sensibilidad del termopar

Ta(°C): temperatura conexión del termopar °C

S'(°C/V): sensibilidad en conexión del termopar °C

La ecuación quedaría finalmente como sigue,

(4)

Despejando se obtiene la ecuación inversa,

(5)

CIRCUITO DE REFERENCIA

La ecuación que describe al sistema, presenta un error introducido por las conexiones del termopar a los terminales de conexión, representada por ETa y amplificada por el Opam. Para corregir este error se utiliza un circuito de referencia para la corrección de la unión fría, el cual esta compuesto por el circuito integrado LM35 y el operacional LTC2050

El circuito LM35 es un sensor de temperatura de precisión en grados centígrados el cual permite una salida de 10 mV/°C, y utilizando el amplificador operacional LTC2050 como seguidor para acople de impedancia se tiene que la ecuación que describiría al circuito de referencia es,

(6)

donde: a = 10 mV/°C

Ta(°C): temperatura en la conexión del termopar °C

Despejando se obtiene la ecuación inversa,

(7)

INTEGRACIÓN DE COMPONENTES

El circuito integrado LTC2053 utiliza una topología de swicheo de un condensador de entrada, muestreando en aproximadamente 2,5 kHz. Con una capacidad de entrada de muestreo de ~1000 pF, el transiente RC de 10 kΩ resistencia de protección cubre dentro de una ventana de ~180 μs, tal que ellos no contribuyan al error de offset.

Típicamente cuando el LTC2053 opera mediante la señal de entrada, las frecuencias de interés están por debajo de unos cientos de Hz, por tanto es muy utilizado para mejorar la respuesta del amplificador el adicionar un capacitor de 0,1 μF en el circuito de realimentación. La red de termopares ayuda a absorber los picos de RF y a suprimir los artefactos de muestreo para que no aparezcan en los terminales de la misma.

Los resistores conectados a los termopares proveen una alta impedancia de bias VS/2, para maximizar la inmunidad de modo común sin inducir caídas de voltajes en los terminales del termopar.

El circuito general del dispositivo diseñado integrando las etapas queda representado en la figura siguiente,

El circuito del dispositivo quedaría,

Agregando las etapas del microprocesador, donde se utiliza un microprocesador de PIC16F873 el cual posee un conversor A/D de 10 bits. Finalmente completando el diseño con un display de 4 dígitos modelo FE0202. En el siguiente diagrama se muestra el diseño completo del dispositivo de medición de temperatura.

Es de notar que para que el circuito de referencia pueda compensar el error producido por la unión fría de la conexión del termopar del dispositivo es necesario que exista un acoplamiento térmico, que garantice la medición lo más exacta posible de la temperatura de la unión fría.

Fuente: http://iindustrial.obolog.com/medidor-temperatura-termopar-86703

Gerald Soto, EES.

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Concentrador parabólico de revolución con seguidor solar electrónico con amplificador operacional 741.

El diseño fue llevado a cabo teniendo como pautas fundamentales la sencillez y economía de elaboración. El bastidor fue construido con el empleo de estructura tubular de hierro, el mismo es soportado mediante un trípode, dicho bastidor puede girar libremente gracias a la incorporación de un rodamiento de bolillas de aproximadamente 150 mm de diámetro, sobre este movimiento opera el seguidor. Dicho bastidor además puede girar en el plano vertical gracias a estar montado sobre otro eje normal al anterior, la finalidad es la de fijar a la estructura en una determinada posición angular según la latitud del lugar. La figura 1 muestra la vista lateral del conjunto, dibujado en posición horizontal para una mayor simplicidad del croquis.

Para la operación del sistema hay que ubicar al paraboloide orientado al sol, para lo cual debe girarse la estructura manualmente dándole un determinado ángulo de elevación, el cual luego se mantendrá fijo.

Los espejos son fijados al bastidor en forma de anillos concéntricos de tal manera de que todos reflejen la luz solar en una zona focal lo más pequeña posible.

SEGUIDOR SOLAR ELECTRÓNICO

El dispositivo seguidor solar se basa fundamentalmente en la utilización de un amplificador operacional 741 operando en modo diferencial (1). El integrado recibe sendas señales de dos fotoresistores (LDR) que forman un divisor de tensión, estos al estar sometidos a la acción de los rayos solares, y estando separados por un tabique opaco, reciben el cierto momento distinta radiación, entregando de esta manera distintas señales (V1 y V2 ) a cada entrada del amplificador. Dicho amplificador entonces al estar conectado en modo diferencial entrega una tensión de salida Vo proporcional a la diferencia V2 -V1.

La figura 2a muestra un esquema de la ubicación de los sensores del seguidor en la estructura del concentrador, y el movimiento de corrección que se logra en el sistema.

La figura 2b ilustra el detalle del principio de funcionamiento del seguidor utilizando dos LDR como sensores.

El esquema del circuito propuesto para el seguidor solar y los valores de los componentes se muestran en la Figura 3.

El signo de la diferencia V2 -V1 dependerá de cual de los fotoresistores reciba más radiación, el voltaje Vo de salida del amplificador será 6 V (tensión de referencia) cuando la iluminación en los dos LDR sea la misma.

Dicha salida Vo del amplificador está conectada a un circuito de potencia transistorizado de dos ramas en diagonal: la rama NPN conformada por los transistores 1 y 2, y la rama PNP conformada por los transistores 3 y 4 (ver Figura 3) polarizándose una u otra rama dependiendo del signo de V2 -V1.

La inclusión al circuito de dos diodos Zenner tiene la finalidad de permitir que cada rama de transistores opere respectivamente cuando Vo supere el valor de 6,7 voltios o cuando Vo sea inferior a 5,3 voltios, lo que hará en cada caso que un motor de corriente continua gire en uno u otro sentido para lograr que el divisor de tensión esté equilibrado, orientando al concentrador hacia el sol.

Dicho motor de C.C. opera con 12V y consta de un reductor de velocidades, el mismo está ensamblado mediante una cadena de transmisión al bastidor. Finalmente el sistema es energizado mediante una batería de 12 V.

Fuente: http://pensarparacrear.blogspot.com/2009_08_01_archive.html

El diseño y la construcción es llevado a cabo por los alumnos del primer año de la carrera de "Técnico Superior en Energías" del CENT N° 14 del GCBA, en carácter de la cursada de la materia "Taller de Fuentes de Energía".

Gerald Soto, EES.

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Acondicionadores de Señal para sensores con amplificadores operacionales.

Los sensores generadores tienen unas características muy exigentes para las etapas de acondicionamiento que les suceden. Así las señales de estos sensores suelen ser continuas o de muy baja frecuencia, y los amplificadores de continua presentan el problema de la tensión de desequilibrio (offset), las corrientes de polarización y desequilibrio y las derivas de todas ellas, principalmente con el tiempo y la temperatura.

En otros casos se tiene que la señal a acondicionar es muy débil, pero procede de un sensor con alta impedancia de salida, con lo que se hace necesario utilizar estructuras de amplificación diferentes de la convencional.

En un amplificador operacional (AO) real la tensión de salida no es nula cuando lo son las de entrada, y es preciso someter a las entradas a una determinada diferencia de tensión (tensión de offset Vos) para anular la tensión de salida. También se tiene que las corrientes de entrada no son nulas y además son diferentes, lo que se denomina corriente de desequilibrio (Ios). Además de todo ello se producen desequilibrios con el tiempo y con la temperatura principalmente. En la figura se muestra el efecto de los desequilibrios en un amplificador inversor.

La tensión de salida viene dada por:

La resistencia R3 no es necesaria, pero si se elige

R3 = R1R2, entonces la expresión anterior queda:

Por tanto, aparece un término debido a la tensión de offset y otro debido a la corriente de desequilibrio, pero al ser Ios <<>

La mayoría de los AO comerciales cuentan con entradas que permiten corregir la tensión inicial de desequilibrio, pero no siempre ésta es la mejor solución ya que este ajuste interacciona con las corrientes de polarización y su desequilibrio, y con la deriva térmica de la tensión de desequilibrio. Si no se desea esta interacción lo mejor es sumar una tensión externa de compensación al terminal de referencia y aparear la resistencia de entrada. En la figura se muestran algunos de estos circuitos y los valores a elegir para las resistencias.

El ajuste de la tensión de salida a cero hay que realizarlo cuando el circuito ha alcanzado la temperatura de régimen permanente. Además, las fuentes de tensión que alimentan el potenciómetro de ajuste deben ser muy estables, al igual que las que alimentan al operacional. Una fluctuación de magnitud DVS en una línea de alimentación, produce una tensión de desequilibrio equivalente a la entrada de valor:

Existen muchos sensores en los que las señales de salida son muy débiles. En estos casos, suelen tratarse de fuentes de tensión o corriente con impedancias de salida altas. En dichos casos se requiere de un sistema de medida que posea baja corriente de entrada. Estos circuitos se denominan genéricamente amplificadores electrométricos y se caracterizan por poseer una resistencia de entrada superior a 1 TW y una corriente de entrada inferior a 1 pA con bajas derivas. La medida de corrientes débiles puede realizarse tomando directamente la caída de tensión en una resistencia de valor elevado (a) o realizando una conversión corriente-tensión mediante un amplificador de transimpedancia (b) basado en un AO con características electrométricas. La salida del amplificador de transimpedancia viene dada por:

En la expresión anterior, A es la ganancia en lazo abierto del AO y C es la capacidad asociada a R. Con el circuito (a) no se pueden medir fenómenos dinámicos, pues CP (suma de la capacidad del sensor y la de entrada del amplificador) limita la respuesta. Si, por ejemplo, CP = 100 pF y R = 1 TW, la frecuencia de corte es fc = 1/2piRCP =1.6·10-3 Hz. El tiempo de respuesta es, por tanto, 220 s. Con el convertidor corriente-tensión de (b), la respuesta es mucho más rápida. La función de transferencia es también paso bajo, con frecuencia de corte fc = 1/2piRC. Para R = 1 TW, la capacidad asociada C sería del orden de 1 pF, lo que lleva a valores de frecuencia de corte de 0,16 Hz, o lo que es lo mismo, tiempos de respuesta de 2,2 s. Son numerosos los sensores en los que la magnitud de salida es una carga eléctrica dependiente de la magnitud a medir. El circuito equivalente de uno de estos sensores es el de la figura.

La señal de salida de este sensor es preciso tratarla con un amplificador de muy alta impedancia de entrada, puesto que si no la capacidad CS se descargaría a través de la entrada del amplificador. Una solución es hacer uso de un amplificador electrométrico. En la figura se muestra el circuito equivalente del sensor, la capacidad y la resistencia de fuga del cable, y la capacidad y la resistencia de entrada del amplificador.

Tras el análisis del circuito se llega a la siguiente expresión para la tensión de salida:

De lo anterior se desprende que la sensibilidad del sensor (q) queda reducida y, además, en una cantidad que depende de la longitud del cable empleado (capacidad del cable), y que la respuesta frecuencial es de tipo paso alto y con frecuencia de corte (fc = 1/2piRC) dependiente tanto de la longitud del cable como de su aislamiento. Por tanto, el uso de un amplificador electrométrico sólo será adecuado cuando pueda disponerse junto al sensor, como es el caso de los micrófonos. El denominado amplificador de carga es una solución mejor en la mayoría de los casos.

El amplificador de carga es un circuito cuya impedancia de entrada es un condensador, ofreciendo así alta impedancia de baja frecuencia. Su función es ofrecer en la salida, con una impedancia muy baja, una tensión proporcional a la carga de la entrada. Es, por tanto, un convertidor cargatensión. Su estructura (ideal) se muestra en la figura.

La idea consiste en transferir la carga desde el sensor (en paralelo con el cable y la entrada del amplificador) a un condensador bien conocido (C0), y medir su tensión con un amplificador de características electrométricas. Si la ganancia en lazo abierto del operacional es A se tiene que:

Se observa que la sensibilidad es ahora independiente del cable, aunque a alta frecuencia, donde el valor de A no es tan alto, puede adquirir cierta importancia, sobre todo si C0 es pequeña. Además, se observa que la exactitud en la ganancia del amplificador de carga depende de la que tenga C0.

Fuente:http://miluisyedgar.blogspot.com/2007/05/sensor-tacogenerador.html

Gerald Soto, EES.

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Utilización de un comparador como amplificador operacional

para señales de variación lenta

En una aplicación de coste ajustado que contenga uno o más sensores, es habitual la utilización de un microcontrolador con un convertidor analógico/digital (ADC) integrado junto con periféricos de comparador analógico. No obstante, también suele ser necesario amplificar la señal de entrada hasta un nivel de tensión adecuado para la entrada del ADC. ¿Es necesario añadir un amplificador operacional al circuito, con sus problemas asociados de coste y espacio, o existe una solución mejor? Si la señal procedente del sensor se mueve con rapidez, un amplificador operacional añadido es probablemente la mejor solución, pero si es de variación lenta, quizá de un sensor de temperatura, humedad o luz ambiental, podría ser posible convertir uno de los comparadores libres existentes en la placa para que funcione como amplificador. La figura 1 muestra un circuito amplificador de ganancia no inversor que utiliza un comparador como componente activo.

Dependiendo del microcontrolador utilizado, la salida del comparador puede sincronizarse opcionalmente utilizando un circuito biestable (flip-flop) de tipo D. La frecuencia del reloj de sincronización generalmente puede ajustarse escogiendo el divisor más adecuado a partir del oscilador principal del microcontrolador. La red RC, R1, R2 y C1, se utiliza para escalar en sentido descendente la salida del comparador, la cual puede ser igual a 5V (tensión de alimentación) o a masa, y suministra una constante de tiempo RC. Para cada flanco del reloj de sincronización (sync clock), la salida del comparador queda enclavada al biestable D, el cual actualiza entonces la señal COUT a R1.

Asumiendo que inicialmente VCap sea menor que la tensión de entrada Vin, la salida del comparador está en estado alto. Cuando llega el flanco activo del reloj de sincronización, la salida del comparador queda enclavada a la salida del biestable (flip-flop). En consecuencia, la señal COUT pasa a estado alto, provocando que la tensión en VCap empiece a aumentar. En el siguiente flanco activo del reloj de sincronización, la tensión VCap pasa a ser más elevada que Vin, ocasionando así que la señal COUT pase a estado bajo. Ahora la tensión VCap cambia de dirección. Cuando llega la siguiente señal de reloj, VCap continúa descendiendo, pero supongamos que es todavía mayor que Vin. La señal COUT permanece entonces en estado bajo durante otro ciclo de reloj. Este funcionamiento sigue su curso mientras esté presente el reloj. A lo largo de muchos ciclos de reloj, la tensión VCap media es igual a Vin. Además, la tensión media en COUT puede expresarse utilizando la ecuación del amplificador de ganancia no inversor abajo indicada:

La tensión media en COUT puede extraerse utilizando un sencillo filtro RC paso-bajo consistente en R3 y C2, produciendo así una salida lineal Vout. Esta tensión puede ser leída utilizando un ADC, o bien puede emplearse para controlar otro periférico comparador. El biestable (flip-flop) de comparación puede suprimirse en algunas aplicaciones. No obstante, sin sincronización los únicos elementos de retardo en el sistema son el tiempo de respuesta del comparador y la constante de tiempo introducida por R1, R2 y C1. En esta configuración, la salida del comparador conmuta a una velocidad muy superior. Por tanto, el dispositivo consumirá probablemente una corriente de alimentación más elevada.

Se sometió a evaluación un circuito prototipo. La tensión de entrada varió entre un valor cercano a 0V y 0,65V, y se registró la tensión de salida. Se trazaron entonces las gráficas correspondientes a la función de transferencia y la ganancia, tal como muestra la figura 2. Se puede observar que la ganancia se acerca mucho al valor calculado y es prácticamente constante para el margen de valores de la comprobación. La ganancia aparece algo distorsionada cuando la tensión de salida se acerca a los valores de masa o de 5V. Dado que la señal COUT es igual a 0V o a 5V, los pulsos generados para que el valor medio sea preciso resulta más complicado cerca de tales extremos que en valores medios dentro del margen. En general, esta técnica debería ofrecer unos buenos resultados cuando la tensión de salida sea como mínimo igual a 0,5V desde cada vía (rail).

Fuente: http://www.cypsela.es/especiales/pdf198/amplificador.pdf

Gerald Soto, EES.

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